了解推挽式B類放大器的工作原理，如何計(jì)算其效率，以及其性能與電感性負(fù)載A類設(shè)計(jì)的比較。

正如我們?cè)谏弦黄恼轮兴懻摰?，單晶體管B類放大器（圖1）使用高Q諧振電路作為負(fù)載來(lái)抑制較高的諧波分量。通過(guò)使用高Q諧振電路，輸出電壓僅包含基波分量，使放大器能夠忠實(shí)地再現(xiàn)輸入信號(hào)。通過(guò)短接諧波分量，高Q諧振使輸出電壓成為基頻的正弦波，盡管集電極電流是半波整流的正弦波。 

單晶體管B類RF放大器的電路圖。

圖1：?jiǎn)尉w管B類RF放大器。

除了使用高Q電容器，我們還可以通過(guò)迫使兩個(gè)半正弦波脈沖以相反方向通過(guò)負(fù)載來(lái)消除B級(jí)諧波分量。這被稱為推挽式放大器。本文介紹了推挽式配置的基本概念，以及一些示例計(jì)算，并將這種放大器類型與電感負(fù)載A級(jí)進(jìn)行了比較。

推挽式配置通常在本科階段引入，因此大多數(shù)電子工程師至少對(duì)其有所了解。然而，這種放大器的射頻和微波實(shí)現(xiàn)可能涉及一些額外的復(fù)雜性，特別是在目標(biāo)是在寬頻帶上實(shí)現(xiàn)高輸出功率和高效率的情況下。盡管如此，推挽式B類射頻功率放大器的操作與B類音頻功率放大器非常相似。

變壓器耦合推挽式配置

實(shí)現(xiàn)推挽放大器有幾種不同的方法。圖2示出了一種通常稱為變壓器耦合推挽功率放大器的配置。它采用兩個(gè)B類晶體管——一個(gè)在波形的正半周期導(dǎo)通，一個(gè)在負(fù)半周期工作。

變壓器耦合推挽功率放大器示意圖。

圖2:變壓器耦合推挽功率放大器。

兩個(gè)晶體管（Q1和Q2）在交替的半周期內(nèi)工作。為了驅(qū)動(dòng)這兩個(gè)晶體管，我們需要同時(shí)擁有輸入信號(hào)及其極性反轉(zhuǎn)版本。請(qǐng)注意，這兩個(gè)晶體管都是NPN型。

電源（VCC）連接到變壓器的中心抽頭。根據(jù)所示波形，晶體管Q1在第一個(gè)半周期內(nèi)被驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通。在該半周期內(nèi)，晶體管Q2保持關(guān)斷。當(dāng)Q1導(dǎo)通而Q2關(guān)斷時(shí)，電路可以簡(jiǎn)化為圖3所示的電路。

Q1導(dǎo)通期間變壓器耦合推挽放大器的示意圖。

圖3. Q1開(kāi)啟而Q2關(guān)閉時(shí)的變壓器耦合推挽放大器。

在圖3中，晶體管Q1從VCC引出集電極電流（ic1）。如變壓器點(diǎn)法所示，變壓器次級(jí)中的電流流入RL。這產(chǎn)生了輸出電壓的正半周。

圖4顯示了下一個(gè)半周期，即Q1關(guān)閉而Q2開(kāi)啟。

Q2導(dǎo)通期間變壓器耦合推挽放大器的示意圖。

圖4.變壓器耦合推挽放大器。Q1關(guān)閉，Q2打開(kāi)。

收集器電流（ic2）再次從VCC中引出。然而，流經(jīng)初級(jí)繞組的電流方向是相反的。這使輸出電流方向反轉(zhuǎn)，產(chǎn)生輸出電壓波形的負(fù)半周。通過(guò)這種方式，變壓器適當(dāng)?shù)亟M合收集器電流，以在基頻下產(chǎn)生正弦輸出，而不是整流的正弦波。

推挽式和A類布置中的功率條款

圖5顯示了與推挽電路相關(guān)的三個(gè)功率項(xiàng)（PL、PCC和PTran）如何隨集電極交流電流的幅度變化而變化。圖中還繪制了放大器的功率效率。

推挽式B類功率放大器的功率術(shù)語(yǔ)。

圖5.推挽式放大器的電源功率（PCC）、負(fù)載功率（PL）、晶體管功率（PTran）和功率效率與集電極電流（ic）的關(guān)系。

上圖中使用的參數(shù)RL，c定義為

$\left(\frac{m}{n}\right)R_L^2$

這是當(dāng)另一個(gè)晶體管關(guān)閉時(shí)從每個(gè)晶體管的集電極看到的等效負(fù)載電阻。

從圖5中可以看出，隨著集電極交流電流（ic）從零增加到最大值，會(huì)發(fā)生以下情況：

傳遞給負(fù)載的功率（PL）隨著ic的平方而增加。

從電源中提取的功率（PCC）呈線性增加。

晶體管中消耗的功率（PTran）在ic的最大值處達(dá)到最大值。

每個(gè)晶體管中消耗的最大功率是推挽級(jí)可以向負(fù)載提供的最大功率的五分之一。

讓我們將其與圖6進(jìn)行對(duì)比，圖6再現(xiàn)了電感負(fù)載A類配置的功率項(xiàng)。

電感性負(fù)載A類放大器的功率條件

圖6.電感負(fù)載A類放大器的電源功率（PCC）、負(fù)載功率（PL）、晶體管功率（PTran）和功率效率與集電極電流（ic）的關(guān)系。

在A級(jí)階段，晶體管始終處于偏置狀態(tài)。即使沒(méi)有施加交流信號(hào)，也會(huì)從電源中汲取恒定的直流電流。因此，PCC始終保持恒定，即使在沒(méi)有交流信號(hào)的情況下也保持非零。由于晶體管始終處于偏置狀態(tài)，因此大量功率作為熱量浪費(fèi)在晶體管中。

使用B類放大器，PCC隨集電極電流線性增加。當(dāng)交流信號(hào)的幅度非常小時(shí)，晶體管中不會(huì)消耗功率，從而獲得更高的效率。

計(jì)算推挽放大器的效率

為了計(jì)算推挽式配置的效率，我們需要找到從電源汲取的直流功率（PCC）和輸送到負(fù)載的交流功率（PL）。我們將從PCC開(kāi)始。

每個(gè)晶體管消耗的電流是半波整流的正弦波。然而，從電源消耗的總電流（上圖中標(biāo)為icc）是全波整流的正弦波。下圖7顯示了icc波形。T是輸入正弦波的周期，Ip表示流經(jīng)晶體管的最大電流。

隨著時(shí)間的推移，流過(guò)推挽式放大器晶體管的電流。

圖7.隨時(shí)間推移流經(jīng)推挽式放大器晶體管的電流總量。

你可以很容易地驗(yàn)證幅度為Ip的全波整流正弦波具有直流分量

知道這一點(diǎn)，我們可以計(jì)算電源提供的平均功率為：

方程式1

現(xiàn)在我們計(jì)算輸送到負(fù)載的功率?？紤]到變壓器的電流縮放，如果icc的峰值是Ip，則流經(jīng)負(fù)載的電流是振幅為

 $\left(\frac{m}{n}\right)I_p$.

因此，RL兩端的電壓可以寫(xiě)為：

方程式2

傳輸至負(fù)載的平均功率為：

方程式3

方程式3和方程式1一起給出了電路的效率：

方程式4

 為了找到放大器的最大效率，我們需要找到Ip在VCC方面的最大值。我們可以通過(guò)注意到集電極電壓的最大擺幅為VCC來(lái)找到這種關(guān)系。換句話說(shuō)，假設(shè)晶體管的飽和電壓為零（VCE（sat）= 0），集電極電壓可以從零伏擺動(dòng)到2VCC。

考慮到變壓器的電壓縮放，我們觀察到輸出電壓擺動(dòng)的最大幅度為(nm)VCC

另一方面，從方程式2中，我們知道輸出擺幅為

 $\left(\frac{m}{n}\right)I_p{R}_L$

將這兩個(gè)值相除，我們得到對(duì)應(yīng)于最大電壓擺動(dòng)的電流幅度：

方程式5

在效率方程式（方程式4）中使用這個(gè)，我們找到最大效率：

方程式6

這與單晶體管B類級(jí)相同

晶體管中最大功耗

晶體管在不被損壞的情況下可以燃燒的最大功率方面存在局限性。因此，了解給定功率放大器的晶體管中將會(huì)消耗多少功率非常重要。

推挽式配置的兩個(gè)晶體管中消耗的功率等于電源提供的直流功率減去傳輸?shù)截?fù)載的功率（PCC – PL）。每個(gè)晶體管消耗該值的一半，得出：

方程式7

其中ic表示集電極交流電流的幅值。通過(guò)對(duì)此函數(shù)求關(guān)于ic的導(dǎo)數(shù)，我們可以驗(yàn)證ic的最大值出現(xiàn)在：

方程式8

將該值代入方程式4，我們可以得到每個(gè)晶體管中消耗的最大功率：

方程式9

產(chǎn)生相反極性的輸入

如上所述，變壓器耦合推挽配置需要輸入信號(hào)和信號(hào)的反轉(zhuǎn)。圖8顯示了如何在推挽配置的輸入端使用中心抽頭變壓器，以從單端輸入信號(hào)產(chǎn)生相反極性的信號(hào)。

輸入端帶有中心抽頭變壓器的推挽式放大器示意圖。

圖8. 推挽式放大器配置，帶有中心抽頭變壓器，用于輸入信號(hào)生成。

初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的兩個(gè)部分各具有k匝。在匝數(shù)比為1的情況下，輸入信號(hào)（vs）出現(xiàn)在次級(jí)繞組的兩個(gè)繞組上。然而，由于中心抽頭連接到偏置電壓（Vbias），節(jié)點(diǎn)A和B的電壓圍繞Vbias沿相反方向擺動(dòng)。

節(jié)點(diǎn)A的電壓與輸入同相，而節(jié)點(diǎn)B的電壓相位相差180度。Vbias被適當(dāng)?shù)剡x擇以使晶體管剛好偏置在它們的導(dǎo)通點(diǎn)之下?？紤]到這一點(diǎn)，讓我們通過(guò)一個(gè)例子來(lái)工作。

示例：選擇最大輸出功率的匝數(shù)比

假設(shè)圖8中推挽放大器的晶體管具有以下規(guī)格：

最大集電極電流（ic，max）= 1 A。

最大集電極-發(fā)射極擊穿電壓（BVCEO）= 40 V。

晶體管在不損壞的情況下可以處理的最大功率（PC，max）= 4 W。

讓我們找到輸出變壓器的適當(dāng)匝數(shù)比，以便為50Ω負(fù)載提供最大功率。

首先，我們會(huì)找到集電極的電壓和電流擺動(dòng)。為了找到相應(yīng)的輸出擺動(dòng)，我們將用變壓器的匝數(shù)比對(duì)其進(jìn)行縮放。我們知道，半正弦波集電極電流的幅度受到晶體管最大允許電流的限制：Ip = ic,max = 1 A。此外，由于集電極電壓從0到2VCC擺動(dòng)，我們應(yīng)該選擇電源電壓為BVCEO的一半，以避免損壞晶體管。

因此，我們有VCC=20V，這對(duì)應(yīng)于集電極處的電壓擺幅為20V。變壓器次級(jí)側(cè)的電流和電壓擺幅為

 $\left(\frac{m}{n}\right)\times 1\text{A}$ and $\left(\frac{n}{m}\right)\times 20\text{V}$

分別地根據(jù)歐姆定律，我們可以將輸出電壓和電流擺動(dòng)與負(fù)載電阻聯(lián)系起來(lái)：

方程式10

最后，我們使用方程9來(lái)計(jì)算每個(gè)晶體管中消耗的最大功率：

方程式11

低于晶體管的最大規(guī)定值（PC，max=4W）。

總結(jié)一下

我希望你現(xiàn)在對(duì)推挽放大器有了基本的了解。在未來(lái)的文章中，當(dāng)我們回到這種配置時(shí)，我們將研究一些影響實(shí)際射頻和微波推挽放大器性能的挑戰(zhàn)和限制。