1.9GHz基站前端射頻LNA仿真與實現(xiàn)
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對于非線性模擬，常以諧波平衡模擬(hb)來實現(xiàn)。非線性模擬方法hb計算速度快，能夠處理分布元件和分立元件的電路，并很容易與更高階諧波及互調(diào)元件相容。atf-54143管的pldb和oip3模擬非線性模型是基于w．r．curtice模型，這個模型可以非常近似地模擬直流和小信號工作狀態(tài)(包括噪聲)，對于截點的模擬則做出模擬預測結(jié)果比實際值要偏低。p1db和oip3的值如麥2所示：當平衡lina放大器的oip3模擬結(jié)果為32．1dbm時，p1db則為20．8dbm，p1db的模擬結(jié)果與實樂的測量結(jié)果很接近，而oip3的模擬結(jié)果則偏低，實際均測量結(jié)果達到37dbm。
本文引用地址：http://www.antipu.com.cn/article/157916.htm
1．4lna的穩(wěn)定性分析
除了能夠得出增益、nf、p1db和輸入輸出回波等重要參數(shù)外，軟件模擬還能夠得出關(guān)于電路設計穩(wěn)定性的信息。它是電路能否正常工作的重要前提。模擬軟件計算rollet穩(wěn)定性因子k和作穩(wěn)定性圓是兩種很容易做到的方法，它們可以明確地表示出穩(wěn)定性的數(shù)據(jù)。圖7示出的rollett穩(wěn)定因子k的模擬值．(k>1)表明：在1．9~2；．0ghz工作帶寬范圍，電路能夠實現(xiàn)無條件穩(wěn)定。
1．5實際設計的pcb電路
根據(jù)上述的設計及仿真結(jié)果，依照圖3所示的放大電路原理圖，可以進行最后的實際布局。要使電路工作在1．92ghz~1．98ghz頻率范圍內(nèi)滿足規(guī)范值，pcb板的布局設計應可以變化調(diào)節(jié)，即可加入或減掉某些元件，使輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡可以調(diào)節(jié)匹配達到最佳，優(yōu)化電路性能?？紤]到實際應用的廣泛性(同時也考慮設計中的其他因素的影響)，pcb板的蝕刻選擇在0．031英寸厚的fr-4材料上(正常條件下其er值是5．6)，lna的射頻布局主要準則是電路必須保證平衡的結(jié)構(gòu)，且放大器的每條支路的路徑長度必須相等。如果長度不相同，結(jié)果則會影響信號的相位求和，并且輸出功率和ip3都要比預期值要低。為做到這點，下路的atf-54143逆時針旋轉(zhuǎn)了90°，這樣很容易把上下rf微帶通路復制出來，從而做到兩路完全相同、實現(xiàn)平衡。
2實際測量結(jié)果 得到了完整的電路pcb板后，就要實際測量電路的各個參數(shù)，驗證設計的仿真結(jié)果是否與之相符，是否最終符合表1的設計技術(shù)規(guī)范。本文所采用的測試儀器是hp8753es網(wǎng)絡分析儀和hp8970b噪聲儀。圖8、圖9表達出放大器實測的nf和增益曲線，在帶寬為0．1ghz的頻率范圍內(nèi)nf的值在0．8db和1．0db之間，增益在1．97chz達到最大值15．5db，在1．99ghz達到了15．3db。由于nf是在實際pcb板外腔體內(nèi)測得的，包含了同軸連接器的損牦和二級噪聲損耗，其測量指標表明實際的電路nf特性要稍差于模擬特性。圖10是輸入、輸出的回波曲線。當頻點在1．96ghz時，輸入回波為18db，輸出回波達到22．5db，放大器的oip3在直流偏置vds=3v,id=60ma時測得值為37dbm，p1db為21．4dbm。電路在較低的偏置狀態(tài)下vds=3v，id=40ma放大器的nf和增益都沒有降低，只有oip3測出下降為36．5dbm。
從以上結(jié)果可以看出，lna放大器在工作頻帶具有優(yōu)異的性能，完全滿足技術(shù)規(guī)范參數(shù)。
本文給出了基于e-phemt管atf-54143和混合耦合器2a1306-3的射頻低噪聲放大器的設計、仿真分析與測試。測試結(jié)果表明，實際測得的lna技術(shù)指標能夠與仿真結(jié)果較好地吻合，E-pHEMT管的低噪聲系數(shù)和高OIP3使它在高動態(tài)范圍電路設計上具有很大的優(yōu)勢，并且該放大器的技術(shù)指標達到了CDMA基站的接收前端對低噪聲放大器的規(guī)范要求，具有很好的應用前景。
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