O 引言

固定頻率峰值電流模式PWM(Pulse WidthModulation) DC-DC變換器同傳統(tǒng)的電壓模式控制相比，具有瞬態(tài)響應(yīng)好，輸出精度高，帶載能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，因而被廣泛應(yīng)用。作為重要的模擬單元，斜坡補(bǔ)償電路和電流采樣電路是電流模式PWM控制的根基，對(duì)電流模式控制中電流環(huán)路的穩(wěn)定性起著重要作用。

1 電路結(jié)構(gòu)

圖1所示是典型峰值電流模式PWM Boost DC-DC控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。當(dāng)電壓外環(huán)的電壓反饋信號(hào)經(jīng)過誤差放大器放大得到的誤差信號(hào)VE送至PWM比較器后，將與電流內(nèi)環(huán)的一個(gè)變化的、其峰值代表輸出電感電流峰值的三角波或梯形尖角狀合成波信號(hào)VE比較，從而得到PWM脈沖關(guān)斷閾值。即：



在(1)式中：第一項(xiàng)為斜坡補(bǔ)償部分，用于保證電流環(huán)路的穩(wěn)定；第二項(xiàng)反映了電感電流的大小，通常由電流采樣電路產(chǎn)生；第三項(xiàng)用于產(chǎn)生一個(gè)固定的基礎(chǔ)電平，以為PWM比較器輸入端圖1 典型峰值電流模式PWMBoostDC―DC控制系統(tǒng)框圖提供一個(gè)合適的直流工作點(diǎn)。

因此，峰值電流模式控制不是用電壓誤差信號(hào)直接控制PWM脈沖寬度，而是通過控制峰值輸出端的電感電流大小，然后來間接地控制PWM脈沖寬度。



但是，電流模式的結(jié)構(gòu)決定了其應(yīng)用時(shí)存在電流內(nèi)環(huán)在占空比大于50％時(shí)的開環(huán)不穩(wěn)定現(xiàn)象、亞諧波振蕩、非理想的環(huán)路響應(yīng)，以及容易受噪聲影響等幾個(gè)固有缺點(diǎn)。針對(duì)上述問題，在環(huán)路的補(bǔ)償方式上，除了電壓環(huán)路的RC串聯(lián)補(bǔ)償之外，還必須對(duì)電流環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償，以滿足電流環(huán)路的穩(wěn)定性要求。有效的解決方法是采用斜坡補(bǔ)償技術(shù)，并在提高電流采樣精度的同時(shí)降低采樣損耗，以保證電流環(huán)路的穩(wěn)定。

本文利用對(duì)振蕩器充放電電容上的電壓作V／I轉(zhuǎn)換來得到穩(wěn)定且斜率易于調(diào)節(jié)的補(bǔ)償斜坡，同時(shí)采用功率SENSEFET作為采樣器件，并結(jié)合設(shè)計(jì)簡(jiǎn)潔的V／I變換，使采樣系數(shù)不受溫度和工藝的影響，從而在得到較高精度采樣值的同時(shí)，還減低了損耗。

2 電路原理分析

2．1 斜坡補(bǔ)償

圖2給出了在誤差信號(hào)VE上疊加斜坡補(bǔ)償電壓的方法。VE為電壓反饋回路的誤差放大信號(hào)，實(shí)線波形為未加擾動(dòng)的電感電流，虛線為疊加△I0擾動(dòng)量的電感電流，D為占空比，m1、m2分別為采樣得到的等效電感電流的上升和續(xù)流斜率。




由圖2(a)、(b)可知，若沒有斜坡補(bǔ)償，在下一個(gè)周期，該擾動(dòng)電流為：


而經(jīng)過n個(gè)周期后，由△I0引起的電流誤差△In為：


由式(3)可以看出，當(dāng)m2m1，即D50％時(shí)，電流誤差△In將逐漸趨于0，故系統(tǒng)穩(wěn)定；而當(dāng)m2>m1，即D>50％時(shí)，電流誤差△In將逐漸放大，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。

圖2(c)是D>50％時(shí)，疊加補(bǔ)償電壓后的電感電流波形。對(duì)于該波形，有：


顯然，要使環(huán)路穩(wěn)定，必須使△I1△Io，即滿足：