對(duì)于圖2電路,主要就是要確定R4、R5、R6及R7的值。電路利用輸出電壓與T1431構(gòu)成的誤差比較器,通過(guò)光耦PC817線性關(guān)系的電流變化控制TOPSwitch的Ic,從而改變PWM寬度,達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。從TOPSwicth的流入控制腳C的電流Ir與占空比D成反比關(guān)系,如圖3所示。

為使PWM線性調(diào)節(jié),控制腳電流Ir應(yīng)在2~6mA之間,而Ic是受光耦二極管電流If控制的,由于光耦PC817是線性光耦,二極管正向電流If在3mA左右時(shí),三極管的集射電流Ice在4mA左右,而且集射電壓Vce在很寬的范圍內(nèi)線性變化。因此確定選PC817二極管正向電流If為3mA。
從TL431的技術(shù)參數(shù)知,Vka在2.5~37V變化時(shí),Ika可以在1~100mA內(nèi)大范圍變化,一般選20mA即可,既可以穩(wěn)定工作,又能提供一部分死負(fù)載。
由以上分析,可以得到一組關(guān)系式,有

式中：Vf是PC817二極管壓降;
VR是TL43l參考端電壓;
Vc是輸出電壓。
根據(jù)以上計(jì)算得到：R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω。
使用以上參數(shù)構(gòu)成的反激變流器,由于高頻變壓器漏感的存在以及PCB的布局不夠合理,使得輸出電壓紋波較大,達(dá)到150mV(=3％),所以必須對(duì)控制電路進(jìn)行改進(jìn),進(jìn)一步提高控制環(huán)路的增益和帶寬,改善電路的瞬態(tài)響應(yīng),以降低輸出紋波。
TOPSwitch的控制函數(shù)有兩個(gè)極點(diǎn),第一個(gè)極點(diǎn)頻率為7kHz,它是由內(nèi)部阻容元件構(gòu)成的低通濾波器決定的,其截止頻率為7kHz,能濾掉開(kāi)關(guān)噪聲電壓,而對(duì)誤差電壓只產(chǎn)生很小的相移。第二個(gè)極點(diǎn)頻率為1.7kHz,是由自動(dòng)重啟動(dòng)電容C8(47μF)和控制端動(dòng)態(tài)阻抗Zc決定的,該極點(diǎn)適用于開(kāi)關(guān)電源在不連續(xù)模式且占空比D50％情況下。
反激變流器的控制框圖如圖4所示。在設(shè)計(jì)反饋網(wǎng)絡(luò)前,假設(shè)PC817的電流傳輸比CTR=100％,而且因?yàn)?a class="contentlabel" href="http://www.antipu.com.cn/news/listbylabel/label/TOPSwitch">TOPSwitch的控制是電流模式,所以PC817構(gòu)成的傳遞環(huán)節(jié)不影響整個(gè)系統(tǒng)的頻率響向應(yīng),令Kea=1,并且所有設(shè)計(jì)采樣點(diǎn)在輸出的小LC濾波環(huán)節(jié)之前。此時(shí),開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為V1為

V1折算到低壓側(cè)的原邊直流電壓;
RL為負(fù)載電阻;
L為高頻變壓器次級(jí)電感。
代入電路參數(shù)得
TOPSwitch的開(kāi)關(guān)頻率為100 kHz,為了避免其引起過(guò)多的相移,一般取帶寬為其頻率的l／4一1／5,我們?nèi)?／5為20kHz。則此時(shí)的相位φ=arctan(20／33)一arctan(20／14)-arctan(20／49)=-46°
如果用單極點(diǎn)補(bǔ)償[如圖5(a)所示],則帶寬處的相位裕度為180—90一46=43°,比工程上一般要求的45°偏小,所以采用雙極點(diǎn)補(bǔ)償形式來(lái)提升相位裕度。圖5(b)具有兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn),把第一個(gè)極點(diǎn)設(shè)定在原點(diǎn),第一個(gè)零點(diǎn)一般在帶寬的1／8左右,這樣在帶寬處提升相位10°左右,此零點(diǎn)越低,相位提升越明顯,但太低了就降低了低頻增益,使輸出調(diào)整率降低,這里取2kHz。第二個(gè)極點(diǎn)的選取一般是用來(lái)抵消右半平面零點(diǎn)(一般由輸出電容的ESR引起)的增益升高,保證增益裕度,使帶寬處保持一20db／10decade的形狀,這里取極點(diǎn)頻率50kHz,如圖6所示。