電源設(shè)計(jì)指南：拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（二）
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7變壓器耦合輸出高壓變頻器
中高壓變頻器的主電路結(jié)構(gòu)，除了前面提到的二電平、多電平和單元串聯(lián)多重化方案外，1999年，有人提出了一種新型的變壓器耦合式單元串聯(lián)高壓變頻器主電路結(jié)構(gòu)。其主要思想是用變壓器將三個(gè)由高壓IGBT或IGCT構(gòu)成的常規(guī)二電平三相逆變器單元的輸出疊加起來，實(shí)現(xiàn)更高電壓輸出，并且這三個(gè)常規(guī)逆變器可采用普通低壓變頻器的控制方法，使得變頻器的電路結(jié)構(gòu)及控制方法都大大簡(jiǎn)化。
圖11變壓器耦合輸出變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖
(a)3相AC6600V主電路
(b)富士完美無(wú)諧波功率單元
圖10富士FRENIC4600FM4變頻器電路結(jié)構(gòu)圖
方案由下列部分組成：
——一個(gè)18脈波的輸入變壓器，可基本實(shí)現(xiàn)輸入電流無(wú)諧波；
——三個(gè)常規(guī)兩電平的三相DC/AC逆變器；
——三個(gè)變化為1：1的輸出變壓器；
——高壓電機(jī)。
下面從幾個(gè)方面分析其工作原理。
1）電壓關(guān)系
考慮電機(jī)的線電壓，可得：
UKL=Ua1b1＋Ub1a2＋Ua2b2
ULM=Ub2c2＋Uc2b3＋Ub3c3（1）
UMK=Uc3a3＋Ua3c1＋Uc1a1
由于輸出變壓器的變比為1：1，也就是
Ub1a2=Ua3b3，Uc2b3=Uc1b1，
Uc1a3=Ua2b2，于是可得到，
UKL=Ua1b1＋Ua2b2＋Ua3b3
ULM=Ub1c1＋Ub2c2＋Ub3c3（2）
UMK=Uc1a1＋Uc2a2＋Uc3a3電壓間的這種關(guān)系體現(xiàn)在圖12中。每個(gè)逆變器都采用SPWM或空間電壓矢量PWM（SVPWM）控制方法，每個(gè)逆變器輸出線電壓的有效值為〔〕aE，其中E為逆變器輸入直流電壓，a為調(diào)制深度，在諧波注入SPWM和SVPWM中a最大可為1.15。由式（2）可得電機(jī)線電壓的有效值為〔〕aE。
對(duì)線電壓為2300V的高壓電機(jī)，E=1090V，采用額定電壓為1700V的IGBT就可構(gòu)成本系統(tǒng)；對(duì)線電壓為4160V的高壓電機(jī)，E=1970V，可采用額定電壓為3300V的IGBT；而當(dāng)高壓電機(jī)的線電壓為6600V時(shí)，E=3130V，則應(yīng)采用額定電壓為4500V的IGCT；因此本方案具有很強(qiáng)的適應(yīng)性。
2)電流關(guān)系
設(shè)電機(jī)三相電流平衡，電流的有效值為I，在不考慮電流諧波的情況下ia1=Isin(ωt)ib2=Isin(ωt－120°)（3）ic3=Isin(ωt＋120°)
在圖12中，ia1=i4－i6，ib2=i6－i2，i2＋i4＋i6=0，從而有ia1=Isin(ωt＋90°)ib2=Isin(ωt－30°)（4）ic3=Isin(ωt－150°)
考慮到輸出變壓器原邊和副邊電流相等，可計(jì)算得到第一個(gè)逆變器的三個(gè)輸出電流為，ia1=Isin(ωt)ib1=Isin(ωt－120°)（5）ic1=Isin(ωt＋120°)
另外兩個(gè)逆變器的三個(gè)輸出電流也滿足以上關(guān)系，即：ia1=ia2=ia3=Isin(ωt)ib1=ib2=ib3=Isin(ωt－120°)(6)ic1=ic2=ic3=Isin(ωt＋120°)
也就是說三個(gè)逆變器輸出電流完全平衡。
3）功率關(guān)系在得出電壓電流關(guān)系式后，我們很容易得到該高壓變頻器各部分間的功率關(guān)系。很顯然三個(gè)逆變器的視在功率VA1，VA2，VA3為VA1=VA2=VA3=〔〕aEI，而整個(gè)高壓變頻器的視在功率VA為VA=〔〕aEI，也就是說三個(gè)逆變器均分了整個(gè)變頻器的輸出。
4）PWM策略
由于三個(gè)逆變器電壓、電流和功率完全對(duì)稱，因此三個(gè)逆變器可采用完全相同的控制規(guī)律，這時(shí)加在電機(jī)的線電壓等于一個(gè)逆變器輸出線電壓的三倍，相當(dāng)于一個(gè)兩電平的PWM高壓變頻器，這種方法雖然簡(jiǎn)單，但由于dv/dt太大，不宜采用。
一種比較好的方法是將三個(gè)逆變器的PWM信號(hào)相互錯(cuò)開1/3個(gè)開關(guān)周期，對(duì)SPWM來說就是三個(gè)逆變器各自采用一個(gè)三角波，且這三個(gè)三角波之間相位互差120°。圖13是采用這種方法后得到的電機(jī)線電壓波形，其中電壓頻率為40Hz，注入了15％的三
中高壓變頻器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析比較
次諧波?？梢钥闯鲞@就是一個(gè)線電壓為7電平的高壓變頻器，相當(dāng)于四電平變頻器的線電壓波形。
5）輸出變壓器輸出變壓器在本方案中起著十分重要的作用，也可能是本方案的薄弱環(huán)節(jié)，因?yàn)樘笕萘康淖儔浩鲿?huì)限制它的應(yīng)用。一般情況下該變壓器可采用圖14所示結(jié)構(gòu)。從前面分析知道，輸出變壓器各繞組間的電壓有效值都為〔〕aE，且流過各繞組的電流相等，有效值都為，于是可得到該變壓器的容量為〔〕aE，也就是說輸出變壓器的容量為變頻器總?cè)萘康?/3，比高－低－高方案中的輸出變壓器的容量要小的多。
這種高壓變頻器方案具有如下突出的優(yōu)點(diǎn)：
1）以三個(gè)常規(guī)的變頻器為核心可構(gòu)成高壓變頻器；
2）三個(gè)常規(guī)變頻器平衡對(duì)稱運(yùn)行，各自分擔(dān)總輸出功率的1/3；
3）整個(gè)變頻器的輸出可等效為7電平PWM輸出波形優(yōu)于普通三電平變頻器，與四電平變頻器相同?？傊C波畸變THD0.3％，dv/dt也較低；
4）輸出變壓器的容量只需總?cè)萘康?/3，可以內(nèi)置，也可以外裝；
5）18脈波輸入二極管整流器，網(wǎng)側(cè)諧波小，功率因數(shù)高。8結(jié)語(yǔ)
功率器件串聯(lián)二電平電流型變頻器由于其本身的缺點(diǎn)，使用越來越受到限制。
單元串聯(lián)多重化變頻器是由于當(dāng)時(shí)功率器件耐壓太低的產(chǎn)物，系統(tǒng)復(fù)雜，器件數(shù)量多，體積龐大，故障率高；但卻歪打正著，贏得了無(wú)可比美的輸入輸出波形，堪稱“完美無(wú)諧波”；改進(jìn)的方法是用高壓IGBT或IGCT組成功率單元，以減少單元數(shù)，縮小體積，但卻是以犧牲波形為代價(jià)的，要加輸出濾波器，使諧波達(dá)標(biāo)。
采用高壓IGBT、IGCT的三電平變頻器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可靠性高，器件數(shù)量少，效率高的優(yōu)點(diǎn)，在高壓供電面前，能用多電平，誰(shuí)還會(huì)去用多重化呢？但波形稍差，需加LC輸出濾波器，即使如此其成本也比多重化變頻器低。目前由于器件耐壓的限制，輸出電壓只能達(dá)到4.16kV，若要輸出6kV，可采用電機(jī)Y/△改接的辦法，看來這是6kV電機(jī)節(jié)能改造最經(jīng)濟(jì)合理的方案。
變壓器耦合輸出高壓變頻器，有望用目前耐壓水平的器件實(shí)現(xiàn)6kV、10kV高壓輸出，是一種很有前途的新型高壓變頻方案。
隨著功率器件的不斷發(fā)展，在中等功率高壓變頻器中，GTO即將退出舞臺(tái)，而高壓IGBT、IGCT是很有發(fā)展前途的器件，是解決中高壓變頻的希望；IGCT由于其導(dǎo)通壓降低、損耗小而占有一定的優(yōu)勢(shì)，將成為高壓變頻器的主要功率器件。
評(píng)論