其中，VT1～VT4為MOSFET，組成逆變全橋；C1～C4為MOSFET漏源兩端諧振電容；C0為隔直電容；Lr為串聯(lián)諧振電感；T1為升壓變壓器；Cr為變壓器次級諧振電容；全波倍壓整流電路產生直流負高壓，可等效為恒壓源。
一個開關周期分為兩個諧振周期，各諧振周期按開關器件導通情況和能量的傳遞方向分為4種工作模式。圖4為單個諧振周期的主要工作波形。圖5給出了4種工作模式的等效電路。

模式1[t0～t1] VT1，VT4導通，VT2，VT3截止，變壓器次級電路折算到初級等效為一個恒壓源Uo，在此過程中，Uin經VT1，Lr，VT4將能量傳遞給Uo。設M=Uo／Uin，表示電壓傳遞系數(shù)。
模式2[t1～t2] VT1～VT4均截止，即死區(qū)時間內的諧振過程，諧振電感電流iL維持原方向，將C2，C3兩端的電量傳遞給C1，G4。只要Lr的能量足夠大，死區(qū)時間足夠長，當C2，C3的電壓降為零，C1，C4的電壓升為Uin，就能實現(xiàn)VT2，VT3的零電壓導通條件。此過程Lr將儲存的能量傳遞給Uo。
模式3[t2～t3] iL由VD2，VD3續(xù)流維持原方向，直至諧振到零。如圖4所示，VT2，VT3的導通信號需在此區(qū)間內到達，否則C2，C3會再被充電，無法實現(xiàn)VT2，VT3的零電壓導通。此過程Lr將儲存的能量傳遞給Uo，并將一部分能量回饋給Uin。
模式4[t3～t4]VT2，VT3導通，變壓器次級電路折算到初級不再等效為恒壓源，而等效為電容Ca，即變壓器次級諧振電容折算到初級的等效電容。諧振電容兩端電壓由Uo諧振至-Uo，iL由零諧振至，完成變壓器的諧振換向。此過程Uin經VT2，VT3將能量儲存在Lr中，Uo靠自身儲能電容上的能量向負載供電。
變壓器換向結束后，變壓器次級電路折算到初級可等效為一個反向的恒壓源-Uo，VT2，VT3導通，VT1，VT4截止，Uin經VT2，Lr，VT3將能量傳遞給-Uo，電路進入下一個諧振周期，諧振過程相似，不再贅述。這種零電壓多諧振軟開關電路拓撲結構簡單，能夠實現(xiàn)功率開關器件的零電壓導通，減小開關損耗，提高電源效率。

5 穩(wěn)壓控制電路的設計
控制電路采用諧振型集成芯片MC33066產生PWM脈沖信號。高壓采樣由阻容網絡分壓得到，以提高電源的響應速度。由運放LF347對高壓采樣和基準電壓之差進行PI調節(jié)，輸出的控制電平使能或關閉MC33066的PWM脈沖信號，使電源工作在間歇狀態(tài)實現(xiàn)高壓電源的閉環(huán)穩(wěn)壓控制。與PWM控制方式相比，間歇控制方式脈寬和死區(qū)都固定，能實現(xiàn)高壓電源在全功率范圍和寬電壓范圍內的零電壓多諧振軟開關，便于諧振參數(shù)的設計。與頻率調制控制方式相比，間歇控制方式開關頻率固定，在空載或輕載下開關損耗小、電源效率高，且可等效為一種線性控制方式，具有更寬泛的穩(wěn)定域，有利于PI控制參數(shù)的調節(jié)整定。
在此采樣收集極與地之間的電壓差，在控制電路中增加一個負邏輯環(huán)節(jié)，既能簡化采樣電路，又能實現(xiàn)收集極電源的穩(wěn)壓控制。