表1 Network Compensation

　　TypeⅠ控制的設計相當簡單，只要調(diào)整Cc即可，因為交越頻率的回路增益之振幅為1
　　
　?。ü?）RsGm（2πfcCc）1/151/RcsAps=1
　　
　　由上述等式，若其它參數(shù)值已知Cc的電容值可計算出。
　　
　　TypeⅡ控制的等式需被設計如下：
　　
　?。ü?）K=tan（45？+Φboost/2）
　　
　?。ü?）ωz=1/RzCz=2πfc/K
　　
　　（公式7）ωp=Cz+cZ=（2πfc）K

　　可得到交越率的回路增益之振幅為1的等式如下：
　　
　?。ü?）

　　同時解等式（1-6）（1-8）可計算出Rz，Cz及Cc的值。
　　
　　■利用芯片實際設計出驅(qū)動電路
　　
　　表2驅(qū)動電路設計參數(shù)表

圖8 驅(qū)動電路設計參考

　　步驟一選擇開關頻率（fs）
　　
　　對于低壓應用（輸出電壓＜100V），中等功率輸出（＜30w），開關頻率設為200kHz（時間周期為5ms），對于開關損失以及外部零件的大小來說是個不錯的折衷方案。若是更高的電壓應用或更高的輸出功率，則考慮外部的開關FET的功率損失，就必須降低開關頻率。
　　
　　步驟二計算最大開關周期（Dmax）
　　
　　最大的開關周期可以使用以下方程式計算：
　　
　?。ü?）

　　注意：如果Dmax＞0.85，升壓比例太大，則升壓電路無法操作在連續(xù)導通模式而會操作在不連續(xù)導通模式，以達到所需的升壓比例。
　　
　　步驟三計算最大電感電流（Iinmax）
　　
　　最大電感電流為（公式10）

　　步驟四計算輸入電感量（L1）
　　
　　輸入電感可以最低的輸入電壓操作下的電感電流25％計算，如下式
　　
　?。ü?1）

　選擇標準電感量220uH，為達到于最低輸入電壓的操作時之的效率為90％，則電感的損失約為總輸出功率的23％，使用3％計算電感損失。
　　
　?。ü?2）Pind=0.03VomanIove=0.84w
　　
　　假設80％－20％各別為電感的銅損及鐵損，則電感的等效直流電阻，必須小于
　　
　　（公式13）

　　電感的飽和電流至少需大于最大電感電流20％。
　　
　　（公式14）

　　因此電感為220uH，DCR值約0.3Ω，電感飽和電流需大于2A。但是必須注意，選擇電感的有效電流等于Iinmax（雖然可能無法符合效率的要求）但仍可獲得可接受的結(jié)果。
　　
　　步驟五選擇開關FET（Q1）
　　
　　跨接于FET的最大電壓等于輸出電壓，使用20％余量來計算最大突波電壓，F(xiàn)ET的耐壓選擇為：
　　
　　（公式15）VFET=1.2Vomax=96V
　　
　　流經(jīng)過FET的有效電流為：
　　
　?。ü?6）IFETIimax√Dmax=1.3A
　　
　　為求得最佳化設計，F(xiàn)ET的電流規(guī)格必須至少大于3倍的FET有效電流值，以使用最低閘充電電荷（Qg）操作。使用HV9911時建議FET的Qg需小于25nC目前使用于此案例的FET規(guī)格為100V，4.5A，11nC。
　　
　　步驟六選擇開關二極管（D1）
　　
　　二極管的耐壓規(guī)格與開關FET（Q1）相同，二極管流過的平均電流等于最大輸出電流（350mA）。雖然二極管的平均電流僅350mA，但在短暫的時間內(nèi)二極管載送著最大輸入電流IINmax。二極管兩端所跨之電壓需相對應于瞬間流過的電流而非平均電流，假設有1％功率損失于二極管上，則二極管兩端的壓降則必須小于：
　　
　?。ü?7）

　　最好選擇蕭特基二極管，當輸出電壓小于100V時，它不需要考量逆向回復的損失，因此在此案例中選擇100V，1A蕭特基二極管，它的順向通過電壓在IINmax時為0.8V。
　　
　　步驟七選擇輸出電容（Co）
　　
　　輸出電容的電容值需視LED的動態(tài)電阻，LED串的漣波電流及LED電流而定，使用HV9911的設計中，較大的輸出電容（較低的漣波輸出電流）將可獲得較佳的PWM調(diào)光結(jié)果，升壓電路的輸出以模型簡化如圖9a將LED以定電壓負載串聯(lián)一個動態(tài)阻抗，輸出阻抗（RLED與Co的并聯(lián)組合）被以二極管電流Idiode驅(qū)動著，穩(wěn)態(tài)的電容電流波形如圖9b所示。
　　
　　圖9升壓電路的輸出