一種高性能Class D音頻放大器PWM控制的設計
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其中A、B兩模塊中PMOS的電流鏡，鏡像比例均為1：1。圖3中在a點可列出等式
VGS14+IDRS=|VGS15|+VD (9)
圖3中Ib為靜態(tài)偏置電流，ID為輸出到B模塊中的電流。在圖4中b點可得
式(10)中，Ib1為靜態(tài)偏置電流，鏡像電流源IB的電流。VREF是由VREF決定的電壓，Iout是從B模塊輸出的電流信號，它決定了VREF共模點的移動量。
若適當調(diào)整電路的靜態(tài)偏置，使MOS管M9與M14、M5和M15的過驅(qū)動電壓Vov相等，而且近似認為M9與M14、M1和M15的閾值電壓相等，式(9)和式(10)可以寫為
從式(18)中可以看到，VOUT是VREF和VDD的線性疊加。只要根據(jù)式(18)，合理設置電阻比例和偏置電流IB就可以得到跟隨VDD變化的VOUT，達到自適應電源電壓變化的效果。
下面從小信號角度重新驗證。假設A模塊的輸入VD到輸出VOUT的增益記為
Av=GmROUT (19)
Gm由A模塊中的帶源極負反饋的共源極放大器決定，忽略溝道長度調(diào)制效應
與式(18)結論一樣，小信號增益為0．5，顯示出VOUT在電源電壓變化時始終能夠跟隨鋸齒波的中間電平。
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